一种微跳频多址通信系统中目标用户有效接收功率估计及粗测距方法、装置及其应用与流程

本发明涉及无线通信、低功耗广域物联网及数字基带信号处理，特别是一种微跳频多址通信系统中目标用户有效接收功率估计及粗测距方法、装置及其应用。

背景技术：

1、随着物联网（internetofthings，iot）技术的迅猛发展，低功耗广域网络（low-powerwide-areanetwork，lpwan）已成为连接海量终端设备的核心基础设施。在智能抄表、环境监测、智慧城市、工业自动化、物流追踪、智能农业及可穿戴设备等典型应用场景中，数以万计的终端设备需要在有限的频谱资源上实现低功耗、远距离、低成本的无线数据传输。这些场景对通信系统的并发接入能力、频谱效率和终端功耗提出了严峻挑战。

2、为应对上述挑战，微跳频多址（microfrequencyhoppingmultipleaccess，mfhma）技术作为一种新兴的物理层多址接入方案，近年来受到广泛关注。与传统的跳频通信系统不同，mfhma技术采用质数长度的微跳频符号，通过为不同用户分配不同的微跳频图案参数或root参数，使多个用户能够在相同的频率资源块、相同的时间区间内同时进行异步并发传输。相比于传统的基于正交资源分配的频分多址（fdma）、时分多址（tdma）或码分多址（cdma）方案，mfhma技术能够在不增加频谱带宽和时间资源的前提下，显著提升系统的用户接入容量和频谱利用率，尤其适用于海量终端并发接入的物联网场景。

3、在mfhma系统中，接收端往往需要对多个并发传输的目标用户进行同步捕获、跟踪解调和链路质量评估。其中，接收信号强度指示（receivedsignalstrengthindicator，rssi）是无线通信系统中最基础、最关键的物理层测量量之一。rssi测量结果被广泛应用于自动增益控制（automaticgaincontrol，agc）、发射功率控制（transmitpowercontrol，tpc）、链路质量评估、覆盖范围分析、干扰检测、信道负载评估（如listen-before-talk，lbt）以及基于接收信号强度的粗测距等关键功能。特别是在无需高精度定位的物联网应用中，基于rssi的粗测距因其实现简单、无需额外硬件开销、功耗极低的优点，已成为终端地理位置粗略估计和网络拓扑感知的重要手段。

4、在传统的无线通信系统（如ieee802.11系列wi-fi、ieee802.15.4zigbee、lora、ble等）中，rssi测距的基本假设是：接收机在某一时刻测得的接收信号强度主要由目标发射机的信号功率和接收机热噪声组成。在此假设下，rssi可以近似地反映目标用户的接收信号功率，进而根据已知的发射功率、天线增益、系统损耗以及预定的路径损耗传播模型（如自由空间模型、对数距离路径损耗模型等），通过路径损耗反演计算出目标终端与接收机之间的粗略距离。

5、然而，在mfhma多用户并发接收场景下，上述传统rssi测距的基本假设不再成立，现有技术面临如下技术问题：

6、第一，并发用户功率的不可区分性问题；在mfhma系统中，多个用户以相同的频率资源和相同的时间区间进行异步并发传输；接收机的模拟前端或数字rssi测量模块在时域上测量到的总接收功率是所有并发用户信号功率、外部干扰功率和接收机热噪声功率的线性叠加，即，其中为目标用户k的实际接收信号功率，为其他并发用户及外部干扰对目标用户形成的等效干扰功率，为接收机噪声功率；接收机在时域无法区分总功率中各功率分量的来源归属，因此直接测得的totalrssi本质上是"所有用户共用的总功率"，而不是"目标用户自己的功率"；这是一个根本性的物理层测量缺陷；

7、第二，基于totalrssi的粗测距存在系统性偏差和"虚假距离变化"问题；由于totalrssi包含了其他并发用户的功率，若直接把totalrssi作为目标用户的接收信号强度代入路径损耗模型进行测距，则会产生严重且系统性的测距误差；具体而言，在目标用户距离接收机不变的情况下，当其他并发用户的数量增多或发射功率增大时，totalrssi会相应增大，路径损耗模型反而会将目标用户判断为距离更近；这种"目标用户越远，其他用户越强，测距结果反而越近"的反常现象，导致测距结果与真实距离之间不存在稳定的映射关系；更严重的是，即使目标用户保持静止，仅因其他并发用户的功率波动或接入退出，也会造成rssi测距结果的剧烈"虚假变化"，这使得基于totalrssi的测距在mfhma场景中完全失去可用性；

8、第三，逐一检测所有并发用户的方案在工程上不可行；理论上，若接收机能够逐一检测、解调并估计所有并发用户的接收功率，则可以从totalrssi中减去其他用户的功率而得到目标用户的功率；但在mfhma的典型应用场景中，并发用户数量可能达到数十甚至数百个，且用户之间为异步传输，定时偏差、载波频偏和信道条件各不相同；逐一检测所有用户不仅需要极高的计算复杂度和硬件开销，还会引入巨大的处理时延和功耗，这与物联网终端低功耗、低成本的基本诉求严重背离；因此，现有技术亟需一种不依赖逐一检测所有并发用户、直接从totalrssi中恢复目标用户有效功率的技术手段；

9、第四，现有背景噪声估计方法不适配mfhma相关域结构；在传统的相关检测或匹配滤波系统中，背景噪声/干扰功率通常通过对非相关峰区域进行平均来估计，但这些方案往往采用粗略估计或依赖于2的整数次幂点数的fft；在mfhma系统中，微跳频符号长度为质数p，完整的相关处理要求采用p点dft/fft以保持质数长度特有的相关结构和处理增益；若直接套用传统fft的点数（如点）进行背景估计，会破坏质数长度符号的相关完整性；现有技术缺乏一种既能充分利用p点相关输出结构、又能在定点硬件中低复杂度实现的背景功率估计方案；

10、第五，现有sinr估计与rssi测量割裂；在常规接收机架构中，信干噪比（signal-to-interference-and-noiseratio，sinr）估计与rssi测量通常是两条独立的处理路径，前者在基带相关域完成，后者在时域由专用rssi模块完成；现有技术缺乏将这两个独立观测量进行有机融合、联合反推目标用户有效功率的系统性方案。

11、因此，本领域技术人员亟需一种应用于mfhma多用户并发接收场景中的目标用户有效接收功率估计及粗测距技术方案。

技术实现思路

1、本发明所述解决的核心技术问题是：在多个微跳频用户同频、同时、异步并发接收的条件下，如何在不必逐一解调或逐一估计所有其他并发用户功率的情况下，从接收机测得的包含多用户功率的totalrssi中，准确地估计出指定目标用户自身的有效接收功率，并据此获得较少受并发用户影响的粗测距结果。

2、对于本领域技术人员来说，解决上述核心技术问题具有重要的技术价值和意义，具体体现在以下方面：

3、一方面，本领域技术人员有必须解决上述核心技术问题，其原因是该核心技术问题的存在从根本上否定了传统rssi测距方法在mfhma多址系统中的可用性。如果该核心技术问题得不到解决，则mfhma系统中所有依赖rssi进行链路质量评估、功率控制、覆盖分析和粗测距的功能都将失效或产生严重偏差，这将极大地限制mfhma技术在物联网海量并发场景中的工程化部署和商业应用。

4、另一方面，该核心问题被解决后，能够突破以下关键技术瓶颈：

5、其一，使mfhma系统在全负载范围内都能获得稳定的目标用户rssi测量，打破"并发用户越多、测距越不准"的恶性循环；

6、其二，使接收机在不显著增加计算复杂度和硬件开销的前提下，获得用户归属清晰的rssi测量结果，突破传统接收机架构中"totalrssi无法分解为用户级rssi"的架构瓶颈；

7、其三，为mfhma系统中的发射功率控制、自适应调制编码、多用户调度和干扰管理提供可靠的每用户链路质量反馈，突破"多用户并发下链路质量不可感知"的闭环控制瓶颈。

8、本发明为了解决上述核心技术问题，设计了一种微跳频多址通信系统中目标用户有效接收功率估计及粗测距方法、装置及其应用，其目的是：通过挖掘和利用mfhma系统自身的用户可分辨相关特性，即不同root用户的信号在目标root匹配后形成显著不同的相关输出形态（目标用户形成相干集中峰，其他用户形成分散背景），建立totalrssi（回答"整个信道有多响"）与相关域sinr（回答"目标用户相对于其余接收成分有多强"）两个互补观测量之间的数学联系，从而将totalrssi"重新归属"到目标用户，实现从"大家的rssi"到"我的rssi"的本质转变。

9、整个技术方案的整体技术路线为：

10、第一层，利用目标root匹配后的p点频域相关输出，根据目标相关峰功率与分散背景功率的比值来估计目标用户的sinr，解决"在并发叠加中怎样识别目标用户信号质量"的问题；

11、第二层，将totalrssi与目标用户sinr进行代数融合，在线性功率域利用与的联立关系反推出，解决"怎样把信道总功率重新归属到指定用户"的问题；

12、第三层，使用恢复出的目标用户有效接收功率（target/effectiverssi）代替totalrssi进行路径损耗计算和粗测距，从源头消除其他并发用户功率造成的结构性距离偏差。

13、为实现上述目的和技术路线，本发明的具体技术方案为，一种微跳频多址通信系统中目标用户有效接收功率估计及粗测距方法，所述方法包括以下步骤：

14、步骤a、接收包含目标用户信号以及至少一个其他并发用户信号和/或噪声的接收信号，并获取所述接收信号的总接收功率；

15、步骤b、根据与所述目标用户对应的微跳频图案参数，所述微跳频图案参数包括微跳频符号长度p，且p为质数，对所述接收信号进行匹配相关处理，并对匹配相关处理后的信号进行频域变换，得到频域相关输出；

16、步骤c、根据所述频域相关输出，确定与所述目标用户对应的目标相关峰功率，并根据除所述目标相关峰以外的至少部分频域点的功率确定背景功率；

17、步骤d、根据所述目标相关峰功率和所述背景功率，确定表征所述目标用户信号相对于其他接收成分的信干噪比；

18、步骤e、根据所述总接收功率和所述信干噪比，确定所述目标用户对应的有效接收信号功率；以及

19、步骤f、根据所述目标用户对应的有效接收信号功率，确定所述目标用户对应的距离信息。

20、优选的，所述微跳频图案参数包括微跳频符号长度，所述为质数；所述频域变换为完整的点离散傅里叶变换或快速傅里叶变换。

21、优选的，所述步骤c中确定背景功率包括：

22、令，且；

23、从所述频域相关输出中排除所述目标相关峰所在的频点，从剩余频点中选择恰好个频点构成背景集合；

24、将所述背景集合中各频点的功率累加得到；以及

25、将所述右移位，得到所述背景集合中各频点的平均功率作为所述背景功率。

26、优选的，所述从所述频域相关输出中排除所述目标相关峰所在的频点，还包括：

27、排除所述目标相关峰附近的一个或多个保护频点，所述保护频点构成保护区集合g；

28、从剔除所述目标相关峰所在频点和所述保护区集合g后的剩余频点中，选择恰好个频点构成所述背景集合。

29、优选的，所述保护区集合g根据残余频偏、定时偏差、相位噪声、发射成形滤波或窗函数造成的能量泄漏范围确定；当泄漏范围增大时自适应加宽所述保护区集合g，当所述剩余频点数量不足时自适应缩窄所述保护区集合g。

30、优选的，所述步骤d中根据所述目标相关峰功率和所述背景功率确定所述信干噪比包括：

31、

32、其中，为根据微跳频符号长度、频域变换归一化方式、相关器实现方式和接收机标定确定的一般函数。

33、优选的，在理想匹配条件下，所述一般函数f的表达式为：

34、

35、其中，为所述微跳频符号长度。

36、优选的，所述一般函数通过以下方式之一实现：解析公式计算、预定查找表查询、定点比例换算、或接收机标定曲线映射。

37、优选的，所述方法对所述目标相关峰功率、所述背景功率或所述信干噪比进行以下一项或多项处理后用于确定所述有效接收信号功率：跨符号平均、中值滤波、指数平滑、负值截零、饱和限制或定点缩放。

38、优选的，所述步骤e中根据所述总接收功率和所述信干噪比确定所述目标用户对应的有效接收信号功率包括：

39、在线性功率域内按照以下表达式计算：

40、

41、其中，为所述总接收功率，为所述信干噪比。

42、优选的，所述步骤e还包括：

43、预设信干噪比阈值；

44、当所述信干噪比≥时，直接以所述总接收功率作为所述目标用户对应的有效接收信号功率；

45、当所述信干噪比时，按照计算所述有效接收信号功率。

46、优选的，所述步骤e之后还包括：

47、将所述有效接收信号功率转换为其对数形式，作为目标用户有效接收信号强度指示：

48、

49、其中,为功率单位、模拟/数字增益、模数转换尺度及接收机校准相关的常数。

50、优选的，所述步骤f中根据所述目标用户对应的有效接收信号功率确定所述目标用户对应的距离信息包括：

51、根据所述有效接收信号功率、目标用户发射功率、发射天线增益、接收天线增益和系统损耗计算路径损耗：

52、

53、其中,为所述有效接收信号功率的对数形式；以及

54、根据预定的路径损耗传播模型，由所述路径损耗映射得到所述目标用户与接收机之间的粗距离。

55、优选的，所述预定的路径损耗传播模型为以下之一：自由空间传播模型、对数距离路径损耗模型、分段路径损耗模型、环境标定曲线、查找表映射、或机器学习回归映射。

56、优选的，所述微跳频信号包含二次微跳频或等效相位扰相处理；

57、所述步骤b中的匹配相关处理包括完成与所述二次微跳频或等效相位扰相处理对应的匹配或补偿处理；

58、所述步骤c中确定所述目标相关峰功率和所述背景功率基于所述频域相关输出的幅度平方确定，即：

59、

60、。

61、优选的，所述步骤c中确定所述目标相关峰位置包括：

62、在预定搜索窗口内搜索所述频域相关输出的功率最大值位置作为所述目标相关峰位置；

63、当所述频域相关输出存在多个显著峰时，结合已知定时偏差和/或载波频偏搜索窗口确定所述目标相关峰位置。

64、优选的，所述方法还包括：根据所述总接收功率和所述信干噪比以及预标定的噪声功率，按照以下表达式确定等效干扰功率：

65、；

66、和/或根据所述有效接收信号功率和所述预标定的噪声功率，按照以下表达式确定信噪比：

67、；

68、和/或根据所述等效干扰功率和所述预标定的噪声功率，按照以下表达式确定干扰噪声比：

69、。

70、优选的，所述总接收功率的获取方式包括：

71、在预定时间窗口长度内对复数基带采样信号按照以下表达式计算：

72、；

73、或者使用模拟前端或数字接收机中已有的接收信号强度指示模块的输出，经增益状态、量化尺度和校准常数换算为线性功率域功率值。

74、优选的，所述方法还包括：

75、对多个目标用户分别执行所述步骤b至步骤e，获得每个目标用户各自的有效接收信号功率；以及

76、对每个已解调或已检测的目标用户分别输出目标用户有效接收信号强度指示，用于以下一项或多项用途：发射功率控制、远近效应诊断、覆盖统计、移动趋势判断、链路预算分析、干扰程度评估、或组合定位系统中的测距置信度评估。

77、优选的，所述步骤b中的匹配相关处理包括：

78、根据所述目标用户的微跳频参数生成本地基准微跳频符号；

79、将所述接收信号的复数基带采样与所述本地基准微跳频符号的共轭逐点相乘，得到匹配序列；以及

80、对所述匹配序列执行所述频域变换，得到所述频域相关输出为：

81、

82、其中，为完整的点离散傅里叶变换，。

83、优选的，本发明还公开了一种微跳频多址通信系统中目标用户有效接收功率估计及粗测距装置，所述装置用于实现所述的方法，其包括：

84、总功率获取模块，配置成接收包含目标用户信号以及至少一个其他并发用户信号和/或噪声的接收信号，并获取所述接收信号的总接收功率；

85、目标匹配与频域变换模块，配置成根据与所述目标用户对应的微跳频图案参数对所述接收信号进行匹配相关处理，并对匹配相关处理后的信号进行频域变换，得到频域相关输出；

86、峰值与背景统计模块，配置成根据所述频域相关输出确定与所述目标用户对应的目标相关峰功率，并根据除所述目标相关峰以外的至少部分频域点的功率确定背景功率；

87、信干噪比确定模块，配置成根据所述目标相关峰功率和所述背景功率确定表征所述目标用户信号相对于其他接收成分的信干噪比；

88、目标用户有效功率确定模块，配置成根据所述总接收功率和所述信干噪比确定所述目标用户对应的有效接收信号功率；以及

89、距离确定模块，配置成根据所述目标用户对应的有效接收信号功率确定所述目标用户对应的距离信息。

90、优选的，所述峰值与背景统计模块包括：

91、背景频点选择器，配置成从所述频域相关输出中排除所述目标相关峰所在的频点，从剩余频点中选择恰好个频点构成背景集合，其中，，为微跳频符号长度且为质数，，,；

92、累加器，配置成将所述背景集合中各频点的功率累加得到，即：

93、；

94、以及，

95、移位器，配置成将所述右移位，得到所述背景集合中各频点的平均功率作为所述背景功率，即：

96、。

97、优选的，所述峰值与背景统计模块还包括：

98、保护区设置单元，配置成在所述目标相关峰附近设置包含一个或多个保护频点的保护区集合g，所述背景频点选择器从剔除所述目标相关峰所在频点和所述保护区集合g后的剩余频点中选择所述恰好个频点构成所述背景集合。

99、优选的，所述信干噪比确定模块包括：

100、计算单元，配置成按照计算所述信干噪比，其中为根据微跳频符号长度、频域变换归一化方式、相关器实现方式和接收机标定确定的一般函数。

101、优选的，所述计算单元在理想匹配条件下按照计算所述信干噪比。

102、优选的，所述目标用户有效功率确定模块包括：

103、乘法器，配置成计算所述总接收功率与所述信干噪比的乘积；

104、加法器，配置成计算1与所述信干噪比的和；以及

105、除法器或查找表，配置成计算的比值；

106、其中所述目标用户有效功率确定模块按照确定所述有效接收信号功率。

107、优选的，所述目标用户有效功率确定模块还包括：

108、比较器，配置成比较所述信干噪比与预定阈值的大小；

109、当所述信干噪比≥时，所述目标用户有效功率确定模块直接以所述总接收功率作为所述目标用户对应的有效接收信号功率；

110、当所述信干噪比<时，所述目标用户有效功率确定模块按照计算所述有效接收信号功率。

111、优选的，本发明还公开了一种接收芯片，其包括所述的装置。

112、优选的，本发明还公开了一种微跳频多址通信系统接收机，其包括所述的接收芯片，以及射频前端电路、模数转换器和数字基带处理器。

113、优选的，本发明还公开了一种无线通信设备，其包括所述的接收机，还包括天线、电源管理单元和通信接口。

114、与现有技术相比，本技术所公开的技术方案具有如下非显而易见的技术特征：

115、技术特征一：技术思路的根本转变——从"区分用户功率"到"重构用户功率"；现有技术解决多用户功率分离问题的主流思路是采用多用户检测（multi-userdetection，mud）或串行干扰消除（successiveinterferencecancellation，sic），这些方法的核心逻辑是逐一检测、估计并剔除其他用户的功率贡献；本技术则完全跳出了这一常规技术思路，创造性地采用"不逐一区分、直接重构"的策略，在不估计任何其他用户功率的前提下，仅利用目标用户自身的相关域sinr与totalrssi之间的数学关系，从总功率中直接"剥离"出目标用户功率；这种"绕过逐个估计、直达目标功率"的技术思路在现有技术中未见任何教导或启示；

116、技术特征二：两类独立观测量（totalrssi与相关域sinr）的融合反推框架；在常规接收机架构中，时域rssi测量与基带相关域sinr估计是两条完全独立的处理路径，前者用于增益控制和粗略信号检测，后者用于解调和链路质量评估，两者之间不存在有机的数学耦合关系；本技术创造性地建立了这两个独立观测量之间的解析关系——通过与两个基本方程联立，将原来"不可分解"的totalrssi分解为用户功率和干扰噪声功率两部分；这种"将两类互相独立的物理层测量值通过数学关系关联起来，解决第三类不可直接测量量"的技术思路，在现有mfhma相关技术文献和专利中均未见公开；

117、特征三：坚持完整点dft/fft与恰取背景点的非显而易见组合；在数字信号处理领域，当需要降低fft实现复杂度时，本领域技术人员通常的惯用手段是直接减少fft点数（如从点降为点）；本技术恰恰相反，坚持执行完整的点dft/fft以保持质数长度微跳频符号的相关结构和处理增益，然后在已经获得的p点完整结果中，主动地、有选择地恰取恰好个背景点进行平均；即，本技术中的并非用于fft变换本身，而是用于控制背景平均的统计点数；这种"变换点数不变、统计点数取2的幂"的处理方式与常规的"降低变换点数以简化计算"的技术手段有着本质区别，其实现动机和具体操作路径对相关领域技术人员而言是非显而易见的；现有技术通常教导的是如何减少fft点数以提高效率，而未教导在完整变换后精确选取2的整数次幂个点进行平均以实现无除法器硬件实现的技术方案；

118、特征四：背景点"精确右移求平均"的定点实现与点完整处理增益的共存；在定点数字信号处理中，使用右移实现除以2的幂是一种常规技术手段；但本技术的创造性在于：首先认识到必须坚持完整的点dft/fft以保持质数长度的相关特性；其次创造性选择了从p点结果中恰取点而非将变换本身压缩为点；最后才利用为2的幂的特性实现右移平均；这三层逻辑之间存在递进的因果关系：因为为质数且要保持相关结构，所以必须做点变换；因为点变换后的平均需要简化，所以巧取个点；因为个点求平均可以右移实现，所以硬件高效；三者结合的整体方案并非本领域技术人员在面临低功耗实现需求时的常规选择，相反，常规选择往往是直接牺牲变换精度换取实现简化；本技术"先保变换精度、再优化统计实现"的路径在现有技术中未见教导；

119、特征五：高sinr分段处理与低中sinr精确反推的自适应架构；现有技术中的sinr估计通常在全范围内使用同一算法，当sinr较高时，相关峰与背景的比值可能因定点位宽、残余频偏等因素而饱和，导致sinr估计精度下降；本技术创造性地设置了高sinr判断阈值，当sinr高于阈值时直接将totalrssi作为目标用户有效功率；仅在低中sinr区间才依赖相关域sinr进行精确反推；这种自适应分段处理的深层技术逻辑在于：低中sinr区间的totalrssi最"不干净"（其他用户和噪声占比大），最需要依赖相关域"抠"出目标功率；而高sinr区间目标用户已占总功率的绝大部分，totalrssi本身已经是一个良好的近似；这种"在最有必要的时候做最精确的计算，在影响不大的时候做合理的近似"的分段自适应策略，体现了对mfhma并发场景物理特性的深刻理解，而非简单的工程取舍；

120、特征六：与二次微跳频（2nd micro frequency hopping,2ndmfh）的兼容性设计；二次微跳频（2ndmfh）是对基本mfhma信号的叠加调制或相位扰动处理，现有rssi测距方案若遇到此类信号，往往因相位变化而失效或需要关闭2ndmfh（“二次微跳频(2nd microfrequency hopping)）功能；本技术在原理层面的创造性在于：相关峰功率和背景功率的统计仅依赖于频域相关输出结果的幅度平方，完全不依赖相关输出的绝对相位信息；因此，无论是否施加2ndmfh，只要完成了对应的匹配或补偿处理，幅度平方的统计特性保持不变；这种"舍弃相位、只取功率"的统计策略，使得本技术的技术方案天然地与2ndmfh共存，无需为此关闭2ndmfh功能；该兼容性特征不是显而易见的，因为本领域技术人员在面对2ndmfh引入的相位变化时，通常的思维是"消除相位影响"，而本技术则是"绕开相位依赖"，选择了全然不同的技术路径；

121、特征七：三层层间耦合的整体架构；本技术的创新不是上述各特征的简单相加，而是三层技术环节（目标sinr估计、目标功率反推、粗测距）的有机耦合；第一层的输出（）精确服务于第二层的输入需求；第二层的输出（）精确服务于第三层的输入需求；三层之间存在严格的前后依赖和数学传递关系，任一环节的缺失或不精确都会导致最终测距结果失效；这种"层层递进、环环相扣"的整体架构在现有mfhma系统中未见公开，本领域技术人员不会在面临多用户并发测距问题时自然想到采用如此结构完整的多层分解方案。

122、与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

123、1、本发明在多个微跳频用户同频、同时、异步并发接收条件下，能够从包含所有并发用户功率的totalrssi中精确估计指定目标用户的有效接收功率，成功恢复rssi的用户归属，解决了传统rssi测量在多用户并发场景下"不可归属"的根本性问题；

124、2、本发明能够从根本上避免传统rssi粗测距中"其他并发用户越强，测距结果反而把目标用户估计得越近"的结构性错误，消除了由于其他用户接入/退出或功率波动造成的"虚假距离变化"，使粗测距结果在并发负载动态变化时保持稳定；

125、3、本发明利用目标root匹配后相关域中相干峰与分散背景的自然区分来估计目标用户sinr，完全不需要逐一识别、解调或估计每个其他并发用户的功率，相比传统的多用户检测或串行干扰消除方案，计算复杂度和硬件开销大幅降低，处理时延显著缩短；

126、4、本发明坚持完整点dft/fft处理，保持了质数长度微跳频符号的完整相关结构和最大处理增益，相关性能不因低复杂度背景统计实现而降低；同时，通过从点结果中恰取个背景点，实现了统计实现的高效性。两者的兼顾在现有技术中未见成功方案；

127、5、本发明通过从排除目标峰及可选保护区后的点频域结果中恰取恰好个背景点，将背景功率的算术平均转化为累加后右移位的移位操作，完全无需一般除法器即可在定点asic、fpga或数字基带中高效实现，极大降低了硬件实现面积和功耗，具有显著的工程实施价值；

128、6、本发明通过设置目标峰附近的保护区，有效降低了残余频偏、定时偏差、相位噪声、发射成形滤波和窗函数造成的目标能量泄漏对和sinr估计的污染，提高了sinr估计的稳健性和可靠性；

129、7、本发明的sinr换算保留了一般函数的形式，可灵活适配不同的fft归一化方式、处理增益、窗函数、定点位宽和接收机标定方法，具有良好的系统兼容性和工程适应能力；

130、8、本发明的高sinr分段处理机制在目标用户信号占主导时直接以totalrssi近似，有效规避了sinr估计在高端饱和区的不准确性，同时在全动态范围内保持了targetrssi的稳定输出，并进一步降低了高sinr场景下的计算复杂度；

131、9、本发明在完成与二次微跳频（2ndmfh）对应的匹配处理后，以相关输出幅度平方为统计量，不依赖相关输出的绝对相位，因此能够与2ndmfh功能自然共存，无需为了rssi估计而关闭2ndmfh处理，保证了系统在启用2ndmfh时仍可获得准确的目标用户有效rssi；

132、10、本发明获得的target/effectiverssi除用于路径损耗和粗测距外，还可复用于发射功率控制、链路质量评估、远近效应判断、覆盖范围分析、干扰诊断和组合定位系统中的测距置信度评估等多种功能，具有广泛的工程复用价值。