数字辅助射频发射器的制作方法

数字辅助射频发射器
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求2021年1月5日提交的美国临时申请63/134，153的权益，其内容通过引用并入本文。


背景技术：

3.现代物联网(iot)应用需要低功耗和小硅面积消耗来实现更长的电池寿命和低成本。由于这种对低功耗和小硅面积消耗的严格要求，性能经常被牺牲作为一种权衡。在rf发射器设计中，这导致了线性的显著损害和瞬时增益变化的增加。
4.非线性可以被定义为取决于输入信号的增益变化。对于理想情况，每个电路和整个电路链的增益在输入信号的整个设计电平范围内是恒定的。然而，诸如功率放大器的实际模拟块的增益通常不随输入信号值的变化而恒定；在功率放大器中，这是由于功率放大器的大信号操作。
5.在传统的rf设计中，功率放大器一直被认为是非线性的单一主要来源，并且输入信号的数字预失真(dpd)是补偿功率放大器线性下降的一种常用而有效的解决方案，因为dpd具有简单的实现和优异的性能改进。
6.rf非线性包括幅度调制到幅度调制(am2am)非线性和幅度调制到相位调制(am2pm)非线性。由于功率放大器的rf非线性，具有适当的频谱整形和误差向量幅度(evm)以及降低的峰均功率比(papr)的调制输入信号可能导致频谱整形和evm性能下降。调制输入信号的dpd可以补偿功率放大器的am2am非线性和am2pm非线性。
7.然而，最近开发的用于iot应用的rf发射器由于其低功耗设计而具有更复杂的非线性。虽然功率放大器在较旧的设计中一直是单一的主要非线性源，但在最近的设计中，不仅功率放大器，而且基带电路，诸如模拟低通滤波器(lpf)和模拟混频器电压到电流转换器，可能对低功率iot rf发射器贡献显著的非线性。
8.无线rf发射器的另一个性能损害是由于发射器的动态通断开关引起的瞬时增益变化。如果发射器被打开用于信号传输，功率放大器的功耗可能导致功率放大器和与其包括在同一设备上的其他电路的温度升高。由于模拟设备的增益可能强烈依赖于温度，这可能导致功率放大器增益和发射器链增益随时间变化。在无线网络设备中，如果这种瞬时增益变化导致发送训练字段(例如，根据ieee标准802.11系列无线网络标准之一操作的设备的长训练字段(ltf))的时段和发送数据的后续时段之间的幅度差异，则增益的变化可能导致数据星座的不准确缩放和devm(动态误差向量幅度)退化，这可能导致误码率的增加或传输的可达到比特率的降低。
9.因此，需要解决方案来补偿和校正发射器(诸如用于iot设备的发射器)中出现的复杂非线性和瞬时增益变化，并且特别是针对这些问题的低功耗物理紧凑解决方案。
技术领域
10.本公开的实施例涉及发射器电路，尤其涉及包括数字和模拟部件的rf发射器电
路，其中非线性和瞬时增益变化由数字部件补偿。


技术实现要素：

11.在实施例中，射频(rf)发射器包括rf功率放大器以及动态误差向量幅度(devm)校正模块，rf功率放大器包括模拟电路并被配置为放大调制rf信号，devm校正模块包括数字电路。devm校正模块被配置为补偿rf功率放大器的瞬时增益的时间相关变化，并且devm校正模块的输出用于生成调制rf信号。
12.在实施例中，devm校正模块被配置为接收输入值，确定与rf功率放大器接通后经过的时间相对应的索引，根据索引确定增益值；并通过将输入值乘以增益值产生devm校正模块的输出。
13.在实施例中，输入值为复值，devm校正模块的输出为复值，根据索引确定的增益值包括根据索引确定第一增益值和根据索引确定第二增益值，以及产生devm校正模块的输出包括通过将输入信号的实部分量乘以第一增益值来产生输出信号的实部分量，以及通过将输入信号的虚部分量乘以第二增益值来产生输出信号的虚部分量。
14.在实施例中，rf发射器进一步包括第一基带路径，该第一基带路径包括模拟电路并被配置为处理使用devm校正模块的输出产生的复值信号的实部分量或虚部分量，混合电路被配置为通过根据第一基带路径的输出调制载波信号来产生调制的rf信号；以及第一基带数字预失真(dpd)模块，该模块包括数字电路并被配置为补偿第一基带路径的幅度调制到幅度调制(am2am)非线性。
15.在实施例中，操作包括rf功率放大器的射频(rf)发射器的方法包括确定包的传输开始和包中包括的符号的传输之间的持续时间，根据持续时间确定增益值，增益值对应于rf功率放大器的增益的瞬时变化，通过将符号的值乘以增益值来确定所述符号的补偿值，基于补偿值确定调制rf信号，在与包的开始传输相对应的时间打开rf功率放大器，并使用rf功率放大器并基于调制rf信号发送与符号相对应的信号。
16.在实施例中，增益值通过从增益查找表(lut)中的多个值中选择一个值来确定。
17.在实施例中，确定基于补偿值的调制rf信号包括，使用补偿值，从基带非线性lut中的多个值中选择非线性校正系数，基带非线性中的多个值对应于发射器的基带电路的幅度调制到幅度调制(am2am)非线性，将补偿值乘以基带电路非线性校正系数，使用基带电路处理乘法的结果，并基于基带电路的输出确定调制rf信号。
18.在实施例中，方法进一步包括执行第一校准操作以确定基带非线性lut的多个值，并且在执行第一校准操作之后，执行第二校准操作以确定增益lut的多个值。
附图说明
19.图1示出了根据实施例的发射器的部分。
20.图2示出了根据实施例的发射器中功率放大器的时间相关增益变化。
21.图3示出了根据实施例的由发射器发送的数据包的格式。
22.图4a示出了动态误差向量幅度(devm)退化。
23.图4b示出了根据实施例在发射器中实现的减小的devm退化。
24.图5示出了根据实施例的devm校正电路。
25.图6示出了根据实施例的执行devm校正的过程。
26.图7示出了根据实施例的发射器中功率放大器的时间相关增益变化的校正。
27.图8a示出了根据实施例的发射器的基带电路的幅度到幅度(am2am)非线性。
28.图8b示出了与图8a中所示的基带电路的am2am非线性相对应的输出校正系数。
29.图8c示出了根据实施例的基带电路的校正am2am非线性。
30.图9示出了根据实施例的用于校正发射器中基带电路的am2am非线性的基带数字预失真(dpd)电路。
31.图10示出了根据实施例的用于执行基带dpd的过程。
32.图11示出了根据实施例的用于在发射器中执行i-q失配/本地振荡器泄漏(iq/lo)补偿的电路。
33.图12示出了根据实施例的用于执行发射器中的电路的校准的过程。
具体实施方式
34.下面提供了实施例的详细描述以及附图。本公开的范围仅受权利要求的限制，并包括许多替代、修改和等同物。尽管以特定顺序呈现各种过程的步骤，但实施例不一定限于按所列顺序执行。在一些实施例中，某些操作可以同时执行，以不同于所述顺序的顺序执行，或者根本不执行。
35.为了提供全面的理解，在以下描述中列出了许多具体细节。这些细节是为了示例的目的而提供的，并且可以根据权利要求实践实施例，而不需要本公开的这些特定细节中的一些或全部。为了清楚起见，没有详细描述与本公开相关的技术领域中已知的技术材料，以便不会不必要地模糊本公开。
36.图1示出了根据实施例的发射器链100的部分。发射器链包括数字部分以及模拟部分，在数字部分中信号主要被处理为包括具有对应于0或1的相应离散值的一个或多个比特的数字信号，在模拟部分中信号主要被处理为具有连续值的模拟信号，连续值被表示为连续范围内的电压或电流的幅度。
37.发射器链100的数字部分包括调制解调器模块102、射频部分(rf)数字预失真(dpd)模块106、动态误差向量幅度(devm)校正模块106、iq失配/本地振荡器泄漏(iq/lo)补偿模块108、i路径基带(bb)dpd模块110i、q路径bb dpd模块110q、i路径数模转换器(dac)112i和q路径数模转换器(dac)112q。在实施例中，发射器链的数字部分中的模块可以使用专用电子电路、现场可编程逻辑、执行存储在非暂时性计算机可读介质上的计算机编程指令的处理器或其组合来实现，但实施例不限于此。
38.发射器链100的模拟部分包括i路径低通滤波器(lpf)114i、q路径lpf 114q、i路径电压到电流(v2i)转换器120i、q路径v2i转换器120q、压控振荡器(vco)124、分频电路126、混频器128、功率放大器(pa)130和包括陷波滤波器的负载电路132。在实施例中，发射器链100的模拟部分的上述部件均为专用电子电路，但实施例不限于此。
39.调制解调器102可以产生包括数字值序列的输出信号。数字值可以表示复数，并且因此每个数字值可以包括各自表示为由多个比特表示的数字的实值(i)和复值(q)。在实施例中，调制解调器102可以是设计成根据无线标准产生信号的调制解调器。例如，调制解调器102可以是ieee标准802.11ah调制解调器。
40.devm校正模块104操作以补偿发射器链100的瞬时增益变化，该变化可能由于例如，在发射器链100开始发送后，发射器链100经历温度变化而发生。devm校正模块104通过对从调制解调器接收的信号应用时变增益来产生输出。
41.在实施例中，波峰因子降低(cfr)/频谱整形滤波器(ssf)模块(未示出)可以处理调制解调器102的输出并将处理后的输出提供给devm校正模块104。cfr/ssf模块对调制解调器102的输出进行的处理提供了适当的频谱整形和误差向量幅度(evm)，并降低了输出的峰均功率比(papr)。
42.rf dpd模块106对devm校正模块104的输出进行预失真，以补偿pa 130中的非线性，并且特别是补偿取决于输入到pa 130的信号的幅度的pa 130的增益的变化。rf dpd模块106可以被配置为补偿幅度到幅度调制(am2am)非线性、幅度到相位调制(am2pm)非线性，或两者。
43.iq/lo补偿模块108修改rf dpd模块106的输出，以补偿实(i)路径的模拟部分和虚(q)路径的模拟部分之间的任何不匹配，补偿混频器128中的dc偏移，补偿本地振荡器的泄漏，或补偿其组合。此操作也可称为载波抑制/图像抑制(cs/ir)校准。iq/lo补偿模块108可以接收包括复值数字的输入信号，并且可以输出各自包括相应实值数字的实部分量和虚部分量。
44.iq/lo补偿模块108的输出的实部分量被提供给i路径bb dpd模块110i，以及iq/lo补偿模块108的输出的虚部分量被提供给q路径bb dpd模块110q。
45.i路径bb dpd模块110i补偿由i路径基带块诸如i路径lpf 114i、i路径v2i转换器120i和混频器128引起的非线性。i路径bb dpd模块110i可能只补偿am2am失真，因为i路径中的信号是实值(即，不是复值)信号。
46.类似地，q路径bb dpd模块110q补偿由q路径基带块诸如q路径lpf 114q、q路径v2i转换器120q和混频器128引起的非线性。q路径bb dpd模块110q可能只补偿am2am失真，因为q路径中的信号是实值(即不是复值)信号。
47.i路径dac 112i将i路径bb dpd模块110i的输出从多比特数字值转换为相应的模拟值。q路径dac 112q将q路径bb dpd模块110q的输出从多比特数字值转换为相应的模拟值。在说明性实施例中，dac 112i和112q具有32mhz的采样率fs。
48.i路径lpf 114i对i路径dac 112i的输出进行滤波。在说明性实施例中，i路径lpf114i具有可选择的截止频率(例如，截止频率可以被配置为1.5mhz、3mhz和6mhz中的任何一个)，但实施例不限于此。
49.类似地，q路径lpf 114q对q路径dac 112q的输出进行滤波。在说明性实施例中，q路径lpf 114q具有可选择的截止频率(例如，截止频率可以被配置为1.5mhz、3mhz和6mhz中的任何一个)，但实施例不限于此。
50.i路径v2i转换器120i产生与从i路径lpf 114i接收的输入电压相对应的输出电流。q路径v2i转换器120q产生与从q路径lpf 114i接收的输入电压相对应的输出电流。
51.v2i转换器120i和120q的相应输入电压可以作为差分信号被接收，其中输入电压对应于一对信号的电压之间的电压差。在实施例中，v2i转换器120i和120q的相应输出电流可以作为差分信号产生，其中输出电流对应于一对信号的电流之间的差。
52.vco 124产生具有根据提供给vco 124的控制电压的频率的rf信号。在说明性实施
例中，根据控制电压，vco 124产生频率在2.56至3.84ghz的范围内的信号。
53.分频电路126通过在vco124的输出上执行分频产生载波信号。在说明性实施例中，分频的比率是可选的。例如，在说明性实施例中，分频电路126可以根据提供给分频电路126的控制信号将vco 124的输出除以4或6。因此，在其中vco 124产生频率在2.56至3.84ghz范围内的信号的说明性实施例中，当比率设置为6时，分频电路126可以产生频率为426mhz至640mhz的载波信号，并且当比率设置为4时，频率为640mhz至960mhz。
54.混频器128将v2i转换器120i和120q的输出与分频电路126的输出组合以产生调制rf信号。
55.pa 130放大调制rf信号并将其提供给负载电路132。负载电路132可包括，例如，可调谐陷波滤波器，其被配置为滤除由pa 130中的非线性引起的调制rf信号的二次谐波。负载电路132进一步可以包括负载变压器，用于执行阻抗匹配、提供隔离、将pa 130的差分输出信号转换为单端信号或其组合。负载电路132可产生可被提供给天线或另一rf传输介质(诸如同轴电缆、带状线、扭对电缆等)的输出。
56.在根据实施例的数字辅助rf发射器中，包括具有其损害的rf/模拟块和执行rf/模拟损害校准和补偿的数字前端(dfe)。rf/模拟损害及其补偿如下：
57.1)对于由rf块诸如功率放大器引起的rf非线性，可能包括am2am和am2pm失真，这种rf非线性将由rf dpd电路或过程进行补偿。此损害也可能由执行i(同相)和q(正交相位)合并的后端块诸如上变频混频器引起。
58.2)对于由基带块诸如混频器电压到电流转换器或lpf(低通滤波器)引起的bb(基带)非线性，由于它是由i和q合并之前的前端块引起的，因此只有am2am失真，这种损害由bb dpd电路或过程补偿。对于i信号路径和q信号路径中的每个，可以包括bb dpd电路或过程。
59.3)对于主要出现在功率放大器中的瞬时增益变化，此损害由devm校正电路或过程补偿，该电路或过程具有与功率放大器的瞬时增益相同幅度但极性相反的可变瞬时增益(以分贝(db)测量时)。devm校正电路或过程可以与发射器使能同步(例如，与功率放大器的接通同步)。
60.4)为了补偿混频器的iq失配(或图像抑制，ir)和/或dc偏移(或载波抑制，cs)，可以使用iq/lo补偿电路或过程。
61.dfe上的校准可以按照图1所示的顺序进行，包括devm校正、rfdpd、cs/ir校准和bb dpd。此顺序与rf/模拟损害的顺序(诸如bb非线性、载波泄漏和iq失配、rf非线性和功率放大器的瞬时增益变化)正好相反。
62.图2示出了根据实施例的发射器中的功率放大器(pa)诸如图1中的pa 130的时间相关增益变化。该图示出了y轴上的pa增益(归一化为pa的标称稳态增益)，以及x轴上示出了pa通电后的时间。该图示出了以大约30微秒的间隔测量的pa增益。
63.pa在第一次被接通时在第一温度下操作，因此增益在最初的几十微秒内迅速上升到一个相对较高的水平( 0.3db)。在此之后，随着pa耗散的功率使pa的温度增加到第一温度以上，pa增益下降，因此在2毫秒后，pa增益下降到标称水平(这里认为是0db)。
64.图3示出了根据实施例的由发射器发送的数据包300的格式。这里，数据包300是具有由在ieee标准802.11无线网络中操作的无线设备传输的数据包的典型元素的格式。数据包300与图2中用于描绘pa增益的时间标度相同。
65.数据包300包括短训练字段(stf)302、长训练字段(ltf)304、信号字段(sig)306和有效载荷308，根据包的类型和所遵循的标准，有效载荷308可以包括服务字段、数据字段、尾部、填充或其组合。
66.接收数据包300的设备可将stf 302用于数据包检测、自动增益控制(agc)、初始频率偏移估计和初始时间同步。ltf 304可用于信道估计和更精确的频率偏移估计和时间同步。
67.如果发送数据包300的pa的增益在stf 302和ltf 304被发送的初始时间段期间与在有效载荷308被发送的时间段期间不同，如图4所示，则使用stf 302与ltf 304确定的agc和信道估计对于有效载荷308中的符号将不准确。结果，被错误解码的有效载荷308中的符号(以下简称有效载荷符号)的数量可能增加，特别是当使用具有大量点的数据星座时(诸如在使用每个符号具有64个值的正交幅度调制(qam-64)调制的符号中)。
68.图4a和4b示出了图3的数据包300的发送期间由pa增益变化引起的动态误差向量幅度(devm)退化。图4a示出了在不补偿时间相关的pa增益变化时以qam-64发送的有效载荷符号的接收值相对于其理想值的图，并且图4b示出了在由根据实施例的devm校正电路补偿时间相关的pa增益变化时以qam-64发送的有效载荷符号的值相对于其理想值的图。在图4a和4b中，x轴表示符号的实(i)分量的值，以及y轴表示虚(q)分量的值。
69.特别地，图4a示出了一种情况，其中在根据使用stf 302和ltf 304确定的agc和信道估计值处理接收到的符号后，发送ltf 302和stf 304时的pa增益比发送有效载荷符号时的pa增益高0.3db。图4b示出了相同的情况，除了时间相关的pa增益变化已在发射器中通过根据实施例的devm校正电路或过程进行补偿。
70.在图4a中，接收到的符号(灰点)的值倾向于更接近图的中间，而不是圆圈所表示的理想值的中间，并且在某些情况下落在圆圈之外，特别是在具有更高绝对幅度的值中。相反，图4b中接收到的符号的值更多地集中在圆圈内，并且落在圆圈外的频率更低。因此，与图4a所示的情况相比，在图4b所示的情况下，对接收到的符号的值的解释的错误不太常见。
71.图5示出了根据实施例的devm校正电路504。devm校正电路504可被包括在图1的devm校正模块104中。
72.devm校正电路504包括与门550、计数器552、计数端检测电路554、增益查找表(lut)556、第一乘法器电路558i和第二乘法器电路558q。增益lut 556可以包括多个寄存器、诸如随机存取存储器(ram)的易失性存储器或诸如只读存储器(rom)或闪存的非易失性存储器。
73.devm校正电路504接收由i输入ini和q输入inq组成的输入，i输入ini和q输入inq可对应于复值的i和q分量。i输入ini和q输入inq中的每个可以是以二进制表示值的多比特信号。
74.在图5中所示的实施例中，devm校正电路504将i输入ini和q输入inq的值乘以从增益lut 556读取的i和q增益调整值luti和lutq，以分别产生i输出outi和q输出outq的值。
75.在其他实施例中，devm校正电路504将i输入ini和q输入inq的值乘以从增益lut 556读取的相同增益调整值，以分别产生i输出outi和q输出outq的值；即，在其他实施例中，将来自增益lut556的单个值同时用作i和q增益调整值luti和lutq。
76.根据计数器552输出的多比特二进制信号index确定从增益lut 556读取的i和q增
益调整值luti和lutq。计数器552通过传输开始信号txstart复位(将信号index设置为预定的常数，诸如零)，然后在计数端检测电路554的时钟使能输出cen被断言时，以等于时钟信号sclk的频率的速率递增。传输开始信号txstart可以响应于功率放大器(诸如图1中的pa 130)被接通以准备执行传输而被断言。txstart信号的断言可以对应于txstart的上升沿或下降沿(当计数器552的复位输入r被边沿触发时)或正脉冲或负脉冲(当计数器552的复位输入r被高电平或低电平激活时)。
77.计数端检测电路554的时钟使能输出cen在计数器552被复位时被断言，并保持断言直到计数端检测电路554检测到index信号的值已达到计数结束值。
78.计数结束值可对应于接通后的一段时间，此时接通电路(诸如上述功率放大器)的温度(或与温度对应的增益变化)已经稳定。例如，图2示出了，功率放大器的增益可以在功率放大器接通后略高于2毫秒的时间内稳定在接近标称值。因此，当时钟信号sclk的频率(例如)为8khz，并且计数器552被传输开始信号txstart重置为零时，计数结束值可以等于2毫秒乘以8khz＝16；然而，实施例不限于此。
79.当计数端检测电路554检测到index信号的值已达到计数结束值时，它取消断言时钟使能输出cen，这导致与门550停止向计数器提供时钟信号sclk，从而导致信号index保持在计数结束值。
80.因此，在实施例中，从增益lut 556读取的i和q增益调整值luti和lutq的值由自功率放大器的最近导通以来经过的时间量来确定，并因此应用到i输入ini和q输入inq的值的增益调整产生i输出outi和q输出outq的值取决于从最近导通功率放大器以来经过的时间量。
81.在实施例中，多个增益lut可以存储在增益lut 556中，并且可以根据功率放大器的功率输出水平、包括功率放大器的设备的环境温度或其组合来选择使用中的增益lut。
82.在实施例中，表选择信号tabsel可用于选择使用哪个增益lut来产生i和q增益调整值luti和lutq，并且表选择信号tabsel可具有根据所选择的输出功率、环境温度等或其组合确定的值。
83.在另一实施例中，使用哪个增益lut可使用信号index确定。例如，增益lut 556中的第一增益lut可以对应于0到15的index值，增益lut 556中的第二增益lut可以对应于16到31的index值，依此类推。使用哪个增益lut可通过根据所选择的输出功率、环境温度、数据包之间的空闲时间、功率放大器的电流占空比或其组合选择计数器552在复位时的值和计数结束值来确定。例如，当功率放大器以全功率操作时，复位时计数器552的值可以为0(零)，并且计数结束值可以为15，并且当功率放大器以半功率操作时，复位时计数器552的值可以为16，并且计数结束值可以为31。在另一个示例中，计数器552被复位的值可以根据自先前数据包被发送以来的空闲时间而变化，例如，当空闲时间短时，该值更大，反映出芯片温度仍然可能由于先前的发送而升高。芯片温度仍然升高可能导致功率放大器在接通时可能更接近其稳态增益，并可能在更短的时间内稳定到其稳态增益。
84.在实施例中，时钟信号sclk的频率可以低于将i输入ini和q输入inq的新值提供给devm校正电路504的速率；例如，时钟信号sclk的周期可以为128微秒，以及i输入ini和q输入inq的新值可以每4微秒或16微秒提供一次，其中4微秒或16微秒是被发送的符号的符号持续时间。在这些实施例中，与信号index的单个值相对应的i增益调整值luti可用于从i输
入ini的相应值产生i输出outi的多个顺序值，并且与信号index的值相对应的q增益调整值lutq可用于从q输入inq的相应值产生q输出outq的多个顺序值。例如，当时钟信号sclk的周期为128微秒，并且符号持续时间为4微秒时，从增益lut 556读取的i和q增益调整值luti和lutq中的每个值可用于处理32个符号对应的i和q值。
85.在另一个实施例中，时钟信号sclk的周期可以对应于由发射器发送的符号的周期。例如，当由发射器发送的符号同时包括具有4微秒周期的符号和具有16微秒周期的符号时，在一个实施例中，时钟信号sclk可以具有4微秒的周期，并且在另一个实施例中，时钟信号sclk可以具有16微秒的周期。
86.图6示出了根据实施例的用于执行devm校正的过程604。过程604可以由诸如图5中的devm校正电路504的电路来执行，或者可以由执行存储在非暂时性计算机可读介质上的编程指令的处理器来执行。
87.在步骤s610，过程604确定是否开始传输(tx)，即是否接通功率放大器。当传输开始时，过程604继续到步骤s612。当传输已在进行或未在进行时，过程604继续到步骤s614。
88.在步骤s612，过程604将index设置为0。然后，过程604继续到步骤s620。
89.在步骤s614，过程604确定index是否小于计数结束值(结束)。当index小于计数结束值时，则过程604在传输开始时的一段时间内操作，其中功率放大器的瞬时增益可能发生变化，因此过程604继续到步骤s616。否则，过程604继续到步骤s620。
90.在步骤s616，过程604确定是否到了增加index的时间，因为过程604已进入下一个时钟周期。也就是说，过程604确定自index最近被增加或复位以来所经过的时间是否等于或大于时钟信号(例如图5中的时钟sclk)的一个周期。当过程604已进入下一个时钟周期时，过程604继续到步骤s618；否则，过程604继续到步骤s620。
91.在步骤s618，过程604增加index的值。然后，过程604继续到步骤s620。
92.在步骤s620，过程604确定是否已经提供了新的输入值用于处理。在一个实施例中，过程604可以确定，在具有与被发送的符号的持续时间相等的周期的符号速率时钟的每个周期中已经提供了用于处理的新输入值。当过程604确定已经提供了新的输入值时，过程604继续到步骤s622；否则，过程604继续到步骤s610。
93.在步骤s622，过程从lut中读取第index个lut i值lutgi[index]和第index个lut q值lutgq[index]，通过将第index个lut i值lutgi[index]乘以新输入值的i分量ini，产生i输出outi的新值，并通过将第index个lut q值lutgq[index]乘以新输入值的i分量ini，产生q输出outq的新值。
[0094]
在实施例中，过程604可以读取单个第index个lut值lutg[index]并将其用作第index个lut i值lutgi[index]和第index个lut q值lutgq[index]。
[0095]
然后，过程604从步骤s622继续到步骤s610。
[0096]
类似于图5的实施例，过程604可以使用存储在包括发射器的设备中的多个增益lut中的所选择的一个来操作，所选择的增益lut是根据与设备相对应的操作参数(诸如所选择的功率输出、数据包之间的空闲时间或当前占空比)、环境参数(诸如当前环境温度)或其组合来选择的。
[0097]
在实施例中，过程604或devm校正电路504可以根据以下操作：
[0098][0099][0100]
其中ini是复数输入值的实部分量，inq是复数输入值的虚部分量，index是对应于从功率放大器接通后经过的时间的自然数，ts是当功率放大器的瞬时增益被认为已经稳定到标称值时从功率放大器接通之后的时间，p是与index的连续值之间的间隔对应的时间段，lutgi[index]是对应于index的值的i路径增益lut条目，lutgq[index]是对应于index的值的q路径增益lut条目，outi是复数输出值的实部分量，以及outq是复数输出值的虚部分量。
[0101]
图7示出了根据实施例的发射器中功率放大器(pa)的时间相关增益变化的校正。在图7的示例中，16个时间片段用于devm校正，对应于增益lut中的16个条目(或16对i和q条目)。然而，实施例不限于此。
[0102]
在此示例中，每个时间片段的长度是可变的，最大为128usec。上面的线是功率放大器的测量增益变化，并且中间的线示出校正后的剩余误差增益变化。在此示例中，devm校正增益的分辨率为0.05db。
[0103]
如图所示，通过实施例校正后的剩余增益变化小于0.05db，表明功率放大器的瞬时增益变化得到了很好的补偿。
[0104]
本公开的实施例可以通过在发射器的数字电路中以与瞬时增益变化相反的方式调整提供给模拟块的输入信号的瞬时幅度来校正由功率放大器中时间相关的瞬时增益变化引起的动态evm退化。实施例优于相关技术的动态evm校正方案(诸如例如，预热功率放大器)，因为它们不会产生额外的功耗，并且以数字方式执行，因此不受工艺、电压和温度(pvt)变化的影响。
[0105]
此外，根据实施例的devm校正电路和处理补偿模拟增益变化本身，并且因此可以依赖于独立于无线标准(或其部分)的校准结果，使用实施例的发射器在任何特定时间根据该无线标准操作。例如，ieee标准802.11ah cbw1(1mhz信道带宽)数据包与ieee标准802.11ah cbw2(2mhz信道带宽)和cbw4(4mhz信道带宽)数据包具有不同的stf和ltf定时，但即使802.11ah 1mhz和2mhz/4mhz传输具有不同的stf和ltf长度和定时，根据实施例的动态evm校正电路或过程可以基于一组相同的增益lut条目适当补偿两种情况下功率放大器的瞬时增益变化。
[0106]
图8a示出了根据实施例的发射器的基带电路的幅度对幅度(am2am)非线性。基带电路对应于在i和q信号用于调制rf传输的载波频率之前分别处理i和q信号中的一个的模拟电路。在一种情况下，基带电路可以包括图1的i路径lpf 114i、图1的i路径v2i电路120i，或两者。在另一种情况下，基带电路可包括图1的q路径lpf 114q、图1的q路径v2i电路120q，或两者。
[0107]
图8a中的虚线表示基带电路的理想幅度输入到幅度输出响应。图8a的实线表示基带电路的实际幅度输入到幅度输出响应。实线与虚线的偏差对应于am2am非线性。
[0108]
图8b示出了与图8a所示的基带电路的am2am非线性相对应的输出校正系数。通过
在校准过程中对基带电路进行测量，可以通过曲线拟合确定基带非线性模型和传递函数。输出校正系数对应于传递函数的倒数。
[0109]
图8c示出了根据实施例的基带电路的am2am非线性的校正。am2am非线性的校正可以通过将基带电路的输入值乘以根据输入值从输出校正系数中选择的值并将乘法的结果提供给基带电路作为输入值的替代来执行。
[0110]
由于i和q路径各自具有可以物理分离的它们自己的基带电路，因此i和q路径的相应基带电路可能具有不同的非线性。在这种情况下，i和q基带电路可以被分别校准，产生不同的输出校正系数。因此，对于i和q路径，可以使用存储相应的输出校正系数的单独的相应lut。
[0111]
图9示出了根据实施例的用于校正发射器中基带电路的am2am非线性的基带数字预失真(dpd)电路910。基带dpd电路910可用于在图1的i路径基带dpd模块110i、图1的q路径基带dpd模块110q或两者中实现。
[0112]
基带dpd电路910包括绝对值电路912、增益查找表(lut)914和乘法器电路916。在实施例中，绝对值电路912、增益lut 914和乘法器电路916均为数字电路。
[0113]
绝对值电路912接受输入信号in并产生与输入信号in的值的绝对值相对应的索引信号bdindex。索引信号bdindex作为地址提供给增益lut 914，以便从增益lut 914中选择lut增益值lutg。然后将输入信号in的值乘以lut增益值lutg以产生输出信号out的值。
[0114]
在输入信号in的值总是正值或增益lut 914可以同时使用正值和负值来选择lut增益值lutg的实施例中，绝对值电路912可以省略，并且输入信号in的值用作增益lut 914的索引信号bdindex。
[0115]
在实施例中，增益lut 914可以包括多个寄存器、易失性存储器诸如静态随机存取存储器(sram)或动态ram(dram)、或非易失性存储器诸如只读存储器(rom)、可电擦除rom(eerom)或闪存。存储在增益lut 914中的值可以通过校准过程确定，该校准过程确定包括基带dpd电路910的基带信号路径的am2am非线性。
[0116]
在实施例中，索引信号bdindex可以具有比输入信号的值更少的位。例如，在输入信号in具有n个有效位的实施例中，可以仅根据输入信号in的m个最高有效位来确定索引信号bdindex，其中m大于1小于n。在说明性实施例中，m可以为6。
[0117]
图10示出了根据实施例的用于执行基带dpd的过程1010。处理604可以由诸如图9的基带dpd电路910的电路来执行，或者可以由执行存储在非暂时性计算机可读介质上的编程指令的处理器来执行。
[0118]
在步骤s1002，过程1010接收输入的下一个值。
[0119]
在步骤s1004，过程1012基于输入的接收值的绝对值确定基带dpd索引bdindex。在实施例中，可以直接从输入的接收值确定索引bdindex，而不取绝对值。在实施例中，索引bdindex是基于少于构成输入的所有位确定的；例如，可以仅使用具有n位的输入的m个最高有效位来确定索引bdindex，其中m和n是正整数，并且1《m《n。
[0120]
在步骤s1006，使用索引bdindex从查找表(lut)中选择基带dpd增益值bdgain。当过程1010用于补偿发射器的i路径的模拟电路的非线性时，lut中的值可以是特定于i路径的模拟电路的，并且当过程1010用于补偿发射器的q路径的模拟电路的非线性时，lut中的值可以是特定于q路径的模拟电路的。
[0121]
在步骤s1008，将输入的接收值乘以所选择的基带dpd增益值bdgain，以产生输出值。
[0122]
图11示出了根据实施例的用于在发射器中执行i-q失配/本地振荡器泄漏(iq/lo)补偿的iq/lo补偿电路1108。电路1108可以包括在图1的iq/lo补偿模块108中。
[0123]
iq/lo补偿电路1108使用幅度失配值ε、相位失配值实dc偏移值i
dc
和虚dc偏移值q
dc
处理由实输入信号i
in
和虚输入信号q
in
组成的复值输入信号。
[0124]
振幅失配值ε根据发射器的i路径的模拟电路和发射器的q路径的模拟电路之间的增益差来确定(例如，通过校准操作)。相位失配值根据发射器的i路径的模拟电路和发射器的q路径的模拟电路之间的相位响应差来确定(例如，通过校准操作)。
[0125]
选择实dc偏移值i
dc
和虚dc偏移值q
dc
来补偿在i和q路径的rf块中产生的本地振荡器泄漏。
[0126]
iq/lo补偿电路1108包括第一、第二、第三和第四乘法器电路1112、1114、1116和1118，以及第一、第二、第三和第四加法器电路1122、1124、1126和1128。iq/lo补偿电路1108中的所有电路均为数字电路。
[0127]
第一乘法器电路1112将实输入i
in
的值乘以1加上幅度失配值ε。第二乘法器电路1114将实输入i
in
的值乘以相位失配值
[0128]
第四乘法器电路1118将虚输入q
in
的值乘以1减去幅度失配值ε。第三乘法器电路1116将虚输入q
in
的值乘以相位失配值
[0129]
第一加法器电路1122和第三加法器电路1126将第一乘法器电路1112的输出、第三乘法器电路1116的输出和实dc偏移值i
dc
相加，以产生实际输出i
out
的值。第二加法器电路1124和第四加法器电路1128将第二乘法器电路1114的输出、第四乘法器电路1118的输出和虚dc偏移值q
dc
相加，以产生虚输出q
out
的值。
[0130]
图12示出了根据实施例的用于对发射器中的电路执行校准的过程1200。在实施例中，过程1200的全部或部分可以作为制造包括根据实施例的发射器的设备的过程的一部分来执行。在其他实施例中，可以在包括实施例的样本设备和用于校准多个类似设备的相关模块的所得校准结果上执行过程1200的一部分。
[0131]
当根据实施例的发射器使用包括在模块上的多个半导体设备来实现时，可以在模块级上执行过程1200。参照图1的发射器100描述过程1200。
[0132]
在步骤1202，过程1200对发射器执行iq失配和dc偏移校准，以确定将用于图1的iq/lo补偿模块108中的参数(例如ε、i
dc
和q
dc
)。iq失配和dc偏移可以强烈地取决于链增益，在这种情况下，步骤s1202可以为多个不同的增益设置运行。用于实现步骤s1202的技术在相关领域是已知的，因此为了简短起见而省略。
[0133]
一旦iq失配和dc偏移的参数被确定，它们被编程和/或加载到iq/lo补偿模块108中，以便在过程1200的剩余校准过程中使用。
[0134]
在步骤s1204，过程1204确定是否将使用环回电路执行剩余的校准。当使用环回电路时，将使用设备的接收器电路来测量发射器的输出，并且为了获得准确的结果，可以校准该接收器电路以消除接收器电路的某些损害。如果不使用环回电路(例如，如果发射器输出将由外部测试设备测量)，则不需要校准接收器电路。
[0135]
因此，如果要在过程1200的剩余校准中使用环回电路，则在步骤s1204，过程1200
继续到步骤s1206；否则，过程1200继续到步骤s1208。
[0136]
在步骤s1206，过程1200对接收器电路执行iq失配和dc偏移校准，并将结果应用于接收器电路。用于实现步骤s1206的技术在相关领域是已知的，因此为了简短起见而省略。
[0137]
在一些实施例中，将始终使用环回电路用于剩余的校准，并且相应地可以省略步骤s1204，并且过程1200在步骤s1202之后直接进入步骤s1206。在其他实施例中，环回电路将永远不会用于剩余的校准，并且相应地，步骤s1204和s1206可以省略，并且过程1200在步骤s1202之后直接进入步骤s1208。
[0138]
在步骤s1208，降低混频器128的增益以消除(或至少大幅降低)在步骤s1208之后的基带(bb)dpd校准期间由混频器及其发射器链中的后续电路引起的rf非线性。降低增益是因为rfdpd模块106尚未被校准，并且降低混频器128的增益降低了功率放大器130的增益的非线性。
[0139]
在步骤s1210，过程1200使仅i信号由发射器100发送，以便可以确定基带i路径非线性。对于基带i路径，需要实信号而不需要虚信号。为了产生可变幅度的实信号，基带q路径被关闭，并且发射器只发送在iq/lo补偿模块108处或上游提供的非恒定包络调制信号的i信号。非恒定包络调制信号可以是，例如，正交频分复用(ofdm)调制信号。
[0140]
在步骤s1212，过程1200捕获发射器输出，并通过将非恒定包络调制信号的幅度与发射器产生的相应输出信号的幅度进行比较，确定基带i路径的am2am非线性。在实施例中，可以使用环回电路捕获由发射器产生的输出信号；在其他实施例中，可以使用信号捕获仪器捕获由发射器产生的输出信号。可以使用来自数字硬件或来自数字电路模拟的信号转储来确定非恒定包络调制信号。
[0141]
由于在步骤s1208中执行的混频器增益回退使提供给功率放大器130的信号的最大幅度保持在较低水平，因此功率放大器130在步骤s1212期间不对发射器100的输出贡献显著的非线性。
[0142]
在步骤s1214，过程1200使用在步骤s1212中确定的基带i路径模拟电路的am2am非线性来确定基带i路径增益lut的补偿值。
[0143]
在一些情况下，基带q路径与基带i路径足够相似，并且经受足够相似的操作条件，使得基带i路径的校准也可以用于基带q路径。在这种情况下，在步骤s1216，过程1200继续到步骤s1218。否则，当基带q路径要被独立校准时，在步骤s1216，过程1200继续到步骤s1220。
[0144]
在步骤s1218，由于基带i路径的校准将用作基带q路径的校准，基带q路径增益lut的补偿值被设置为基带i路径增益lut的补偿值的副本。
[0145]
在步骤s1220，过程1200使仅q信号由发射器100发送，以便可以确定基带q路径非线性。对于基带q路径，需要虚信号但是不需要实信号。为了产生具有可变幅度的虚信号，关闭基带i路径，并且发射器仅发送在iq/lo补偿模块108处或上游提供的非恒定包络调制信号的q信号。
[0146]
在步骤s1222，过程1200捕获发射器输出，并通过将非恒定包络调制信号的幅度与由发射器产生的相应输出信号的幅度进行比较，确定基带q路径的am2am非线性，如上述步骤s1212中相对于基带i路径所描述的。
[0147]
在步骤s1224，过程1200使用在步骤s1222中确定的基带q路径模拟电路的am2am非
线性来确定基带q路径增益lut的补偿值。
[0148]
在步骤s1226，过程1200将基带i路径增益lut的确定的补偿值加载到i路径基带dpd模块110i的增益lut中，并将基带q路径增益lut的确定的补偿值加载到i路径基带dpd模块110q的增益lut中。
[0149]
在步骤s1230，将混频器128的增益设置为最大值，以便可以测量pa 130的非线性。
[0150]
在步骤s1232，过程1200使发射器发送复值信号(即，包括i(实)和q(虚)分量的信号)，以便可以确定pa 130的am2am和am2pm非线性。复值信号具有可变幅度。
[0151]
在步骤s1234，过程1200捕获发射器输出和用于生成发射器输出的复值信号。
[0152]
在步骤s1236，过程1200通过将捕获的发射器输出的幅度和相位与复值信号的相应值进行比较来确定rfdpd模块106的补偿值。
[0153]
在步骤s1238，过程1200用步骤s1236中确定的值更新rfdpd模块106。在过程1200的这一点处，混频器128的iq/lo非线性、基带i路径非线性、基带q路径非线性以及pa 130的非时间相关的am2am和am2pm非线性都由发射器100的部件进行补偿和线性化。
[0154]
在步骤s1240，过程1200使发射器发送devm补偿训练信号。在实施例中，devm补偿训练信号是在pa 130被接通之后立即发送的具有不变化幅度的单音信号。在实施例中，devm补偿训练信号基于仅具有实数(相对于复数或虚数)值的输入信号。在实施例中，在rfdpd模块104处或之前提供输入信号。
[0155]
在步骤s1242，过程1200捕获具有定义的时间和信号幅度分辨率的发射器输出。信号捕获与pa 130被接通同步。例如，过程1200可以在接通pa 130后的两毫秒内以128微秒的间隔捕获pa 130的输出，并且捕获的数据可以具有0.01分贝的幅度分辨率。
[0156]
过程1200还可以捕获pa 130的输入，或者可以使用模拟结果或数学模型来生成到pa 130的输入的近似值。
[0157]
在步骤s1244，过程1200通过确定来自步骤s1242的pa 130的每个捕获输出与pa 130的每一个对应输入(捕获的或建模的)之间的比率来确定devm校正模块104的lut的瞬时增益校正值。在实施例中，该比率可通过归一化因子缩放，使得pa130达到稳态时的理想比率为1。
[0158]
每个捕获输出的瞬时增益校正值对应于确定的比率的乘法倒数。例如，如果在pa 130接通后128微秒捕获的pa130输出是捕获的或建模的输入(归一化后)的1.11倍，则瞬时增益校正值将为0.9。再例如，如果pa 130的输出与128微秒的输入之比是 0.3分贝(db)，则所确定的比值的倒数将是-0.3db。
[0159]
在步骤s1246，用步骤s1244确定的瞬时增益校正值更新devm校正模块104的lut。例如，参考图5中的devm校正模块504，如果pa 130被接通后128、256、384微秒的瞬时增益校正值分别为-0.30、-0.30、-0.25db，以及时钟sclk的周期为128微秒，则增益lut 556中对应于index值1、2、3的条目分别为-0.30、-0.30和-0.25db。
[0160]
一旦步骤s1246完成，发射器100被配置为补偿其所有rf和模拟损害，并且相应地准备好使用发射器100。为了减少或消除重复过程1200的需要，由过程1200确定的补偿值可以存储在发射器100的相关电路中，或者可以存储在包括发射器100的设备的非易失性存储器中，并作为该设备的初始化的一部分加载到发射器100中。值可以存储在例如闪存、电可擦除可编程只读存储器(eeprom)、熔丝可编程rom等中。
[0161]
实施例通过补偿各种模拟损害诸如复杂rf和bb非线性和瞬时增益变化来改善发射器的性能。实施例提供了这种改进，而基本上不增加发射器的尺寸，具有低功耗，并且具有对pvt变化的高抗扰度，因为补偿块是在数字域中实现的紧凑块。
[0162]
本公开的实施例包括电子设备，例如，一个或多个封装的半导体设备，被配置为执行本文所述的一个或多个操作。本公开的实施例可以在单个半导体芯片中实现。然而，实施例不限于此。
[0163]
虽然已经结合当前被认为是实用的实施例描述了本发明，但实施例不限于所公开的实施例，相反，可以包括在所附权利要求书的精神和范围内包括的各种修改和等效布置。流程中描述的操作顺序是说明性的，并且一些操作可以重新排序。此外，可以组合两个或更多个实施例。在实施例中描述的操作顺序是说明性的，并且除非另有约束，否则可以重新排序。此外，两个或更多个实施例的特征可以组合以形成新的实施例。